이 게시물에서는 MOSFET 전력 증폭기 회로를 설계 할 때 고려해야 할 다양한 매개 변수에 대해 설명합니다. 또한 바이폴라 접합 트랜지스터 (BJT)와 MOSFET 특성의 차이를 분석하고 MOSFET이 전력 증폭기 애플리케이션에 더 적합하고 효율적인 이유를 이해합니다.

Daniel Schultz 제공

개요

전력 증폭기를 설계 할 때 고려되는 범위는 10 ~ 20 와트 , 집적 회로 또는 IC 기반 설계는 일반적으로 날렵한 크기와 적은 부품 수로 인해 선호됩니다.

그러나 더 높은 전력 출력 범위의 경우 개별 구성이 전력 출력 선택과 관련하여 설계자에게 더 높은 효율성과 유연성을 제공하기 때문에 훨씬 더 나은 선택으로 간주됩니다.

이전에는 개별 부품을 사용하는 전력 증폭기가 바이폴라 트랜지스터 또는 BJT에 의존했습니다. 그러나 도래와 함께 정교한 MOSFET , BJT는 매우 높은 전력 출력과 놀랍도록 제한된 공간을 달성하고 PCB를 축소하기 위해 이러한 고급 MOSFET으로 천천히 대체되었습니다.

MOSFET은 중간 크기의 전력 증폭기를 설계하는 데 과도하게 보일 수 있지만 모든 크기 및 전력 증폭기 사양에 효과적으로 적용될 수 있습니다.

전력 증폭기에서 BJT 사용의 단점

바이폴라 장치는 하이 엔드 오디오 파워 앰프에서 매우 잘 작동하지만 실제로 MOSFET과 같은 고급 장치를 도입하게 된 몇 가지 단점이 있습니다.

클래스 B 출력 단계에서 바이폴라 트랜지스터의 가장 큰 단점은 폭주 상황이라고하는 현상 일 것입니다.

BJT에는 양의 온도 계수가 포함되어 있으며 이는 특히 과열로 인해 전력 BJT에 잠재적 인 손상을 일으키는 열 폭주라는 현상을 발생시킵니다.

위의 왼쪽 그림은 일반 이미 터 드라이버 단계와 같은 TR1과 보완 이미 터 팔로워 출력 단계로 Tr3과 함께 Tr2를 사용하는 표준 클래스 B 드라이버 및 출력 단계의 필수 설정을 보여줍니다.

BJT와 MOSFET 증폭기 출력 스테이지 구성 비교

“라플라스 변환은 무엇에 사용됩니까? ”

앰프 출력단의 기능

작동하는 파워 앰프를 설계하려면 출력 단계를 올바르게 구성하는 것이 중요합니다.

출력단의 목적은 회로가 더 높은 볼륨 레벨에서 라우드 스피커를 구동하는 데 필수적인 높은 출력 전류를 공급할 수 있도록 전류 증폭 (단일 이상 유지되지 않는 전압 이득)을 주로 제공하는 것입니다.

위의 왼쪽 BJT 다이어그램을 참조하면 Tr2는 양의 출력 사이클 동안 출력 전류 소스처럼 작동하는 반면 Tr3은 음의 출력 절반 사이클 동안 출력 전류를 공급합니다.
BJT 드라이버 스테이지의 기본 컬렉터 부하는 정전류 소스로 설계되어 단순 부하 저항으로 달성되는 효과와 대조적으로 향상된 선형성을 제공합니다.
이는 BJT가 광범위한 콜렉터 전류 내에서 작동 할 때마다 발생하는 이득 (및 동반 왜곡)의 차이로 인해 발생합니다.
큰 출력 전압 스윙이있는 공통 이미 터 단계 내부에 부하 저항을 적용하면 의심 할 여지없이 매우 큰 콜렉터 전류 범위와 큰 왜곡이 발생할 수 있습니다.
정전류 부하를 적용해도 컬렉터 전압이 자연스럽게 변동하고 트랜지스터 이득이 컬렉터 전압에 어느 정도 의존 할 수 있기 때문에 왜곡이 완전히 제거되지는 않습니다.
그럼에도 불구하고 컬렉터 전압 변동으로 인한 이득 변동은 상당히 사소한 경향이 있으므로 1 %보다 훨씬 낮은 낮은 왜곡을 달성 할 수 있습니다.
출력 트랜지스터의베이스 사이에 연결된 바이어스 회로는 출력 트랜지스터를 전도 임계 값에있는 위치로 가져가는 데 필요합니다.
이것이 일어나지 않는 경우, Tr1의 콜렉터 전압의 약간의 변화는 출력 트랜지스터를 전도하지 못할 수 있으며 출력 전압의 어떤 종류의 향상도 허용하지 않을 수 있습니다!
Tr1의 컬렉터에서 더 높은 전압 변동은 출력 전압에 상응하는 변화를 생성 할 수 있지만, 이는 일반적으로 언급되는 심각한 '크로스 오버 왜곡'을 유발하여 주파수의 각 반주기의 시작 및 종료 부분을 놓칠 수 있습니다.

크로스 오버 왜곡 문제

출력 트랜지스터가 전도 임계 값에 도달하더라도 출력 장치는 감소 된 콜렉터 전류에서 작동하는 동안 상대적으로 적은 양의 이득을 제공하므로 교차 왜곡을 완전히 제거하지 못합니다.

이것은 적당하지만 바람직하지 않은 종류의 크로스 오버 왜곡을 제공합니다. 네거티브 피드백을 활용하여 크로스 오버 왜곡을 자연스럽게 극복 할 수 있지만, 우수한 결과를 얻으려면 실제로 출력 트랜지스터에 대해 상당히 높은 대기 바이어스를 사용하는 것이 필수적입니다.

이 큰 바이어스 전류는 열 폭주와 합병증을 유발합니다.

바이어스 전류는 출력 트랜지스터의 가열을 유발하고, 양의 온도 계수로 인해 바이어스 전류가 증가하여 더 많은 열을 생성하고 결과적으로 바이어스 전류가 더 상승합니다.

따라서이 포지티브 피드백은 출력 트랜지스터가 너무 뜨거워 져 결국 소손 될 때까지 바이어스의 점진적인 상승을 제공합니다.

이를 방지하기 위해 바이어스 회로는 내장 된 온도 감지 시스템으로 촉진되어 더 높은 온도가 감지 될 경우 바이어스를 느리게합니다.

따라서 출력 트랜지스터가 예열됨에 따라 바이어스 회로는 생성 된 열의 영향을 받아이를 감지하고 이에 따른 바이어스 전류의 상승을 중지합니다. 실제로 바이어스 안정화는 이상적이지 않을 수 있으며 약간의 변화를 찾을 수 있지만 적절하게 구성된 회로는 일반적으로 충분히 충분한 바이어스 안정성을 나타낼 수 있습니다.

MOSFET이 전력 증폭기에서 BJT보다 효율적으로 작동하는 이유

다음 토론에서는 MOSFET이 전력 증폭기 설계에서 BJT에 비해 더 잘 작동하는 이유를 이해하려고 노력할 것입니다.

BJT와 유사하게, 클래스 B 출력 단계에 사용되는 경우 MOSFET은 순방향 편향 크로스 오버 왜곡을 극복합니다. 그러나 파워 MOSFET은 100 밀리 암페어 이상의 전류 (낮은 전류에서는 약간의 양의 온도 계수)에서 음의 온도 계수를 갖기 때문에 다음 그림과 같이 덜 복잡한 클래스 B 드라이버 및 출력 단계를 허용합니다. .

전력 MOSFET의 온도 특성은 약 100mA (대략적으로 가장 적합한 바이어스 전류)에서 바이어스 전류의 내장 열 제어를 통합하기 때문에 열적으로 안정화 된 바이어스 회로를 저항으로 대체 할 수 있습니다.

BJT에서 경험하는 또 다른 문제는 전류 이득이 20 ~ 50에 불과하다는 점입니다. 이는 중전 력 증폭기와 고전력 증폭기에 매우 부족할 수 있습니다. 이로 인해 매우 강력한 드라이버 단계가 필요합니다. 이 문제를 해결하기위한 일반적인 접근 방식은 달링턴 페어 또는 적절한 높은 전류 이득을 제공하는 등가 설계로 저전력 드라이버 스테이지를 사용할 수 있습니다.

다른 것과 마찬가지로 전력 MOSFET FET 장치 , 전류 작동보다는 전압 작동 장치 인 경향이 있습니다.

파워 MOSFET의 입력 임피던스는 일반적으로 매우 높기 때문에 낮은 작동 주파수로 무시할 수있는 입력 전류 소모를 허용합니다. 그러나 높은 작동 주파수에서 입력 임피던스는 약 500pf의 비교적 높은 입력 커패시턴스로 인해 훨씬 더 낮습니다.

이 높은 입력 커패시턴스로도 드라이버 단계를 통해 거의 10 밀리 암페어의 작동 전류가 충분 해집니다.하지만 피크 출력 전류는이 양의 약 천 배가 될 수 있습니다.

양극성 전력 장치 (BJT)의 또 다른 문제는 스위칭 시간이 다소 느리다는 것입니다. 이로 인해 슬루 트리거 왜곡과 같은 다양한 문제가 발생하는 경향이 있습니다.

이것은 강력한 고주파 신호가 마이크로 초당 2 볼트의 스위칭 출력 전압을 요구할 수있는 반면, BJT 출력 단계는 마이크로 초당 1 볼트의 슬 루율을 허용 할 수 있습니다. 당연히 출력은 입력 신호의 적절한 재생산을 제공하기 위해 고군분투하여 피할 수없는 왜곡을 초래합니다.

낮은 슬 루율은 또한 앰프에 바람직하지 않은 전력 대역폭을 제공 할 수 있으며, 높은 오디오 주파수에서 달성 가능한 최고 전력 출력이 크게 떨어집니다.

위상 지연 및 진동

또 다른 문제는 고주파와 함께 증폭기의 출력단을 통해 발생하는 위상 지연이며, 이로 인해 음의 피드백 시스템에 대한 피드백이 극도로 높은 주파수에서 음이 아닌 양으로 변할 수 있습니다.

증폭기가 그러한 주파수에서 충분한 이득을 보유하면 증폭기는 발진 모드로 전환 될 수 있으며 회로의 이득이 발진을 트리거하기에 충분하지 않더라도 안정성 부족이 계속 눈에 띕니다.

이 문제는 회로의 고주파 응답을 롤오프하는 요소를 추가하고 위상 보상 요소를 통합하여 해결할 수 있습니다. 그러나 이러한 고려 사항은 높은 입력 신호 주파수에서 증폭기의 효율성을 감소시킵니다.

MOSFET은 BJT보다 빠릅니다.

전력 증폭기를 설계하는 동안 우리는 파워 MOSFET의 스위칭 속도 일반적으로 BJT보다 약 50 ~ 100 배 빠릅니다. 따라서 BJT 대신 MOSFET을 사용하면 열등한 고주파 기능의 복잡성을 쉽게 극복 할 수 있습니다.

실제로 구성을 만들 수 있습니다. 주파수 또는 위상 보상 부품은 여전히 우수한 안정성을 유지하며 고주파 오디오 제한을 훨씬 초과 한 주파수에 대해 유지되는 성능 수준을 포함합니다.

바이폴라 전력 트랜지스터에서 경험하는 또 다른 어려움은 2 차 고장입니다. 이것은 컬렉터 / 이미 터 핀에 단락을 일으키는 장치 내에 '핫 존'을 생성하는 일종의 특정 열 폭주를 나타냅니다.

이러한 일이 발생하지 않도록 BJT는 특정 범위의 컬렉터 전류 및 전압 내에서 독점적으로 작동해야합니다. 아무에게나 오디오 증폭기 회로 이 상황은 일반적으로 출력 트랜지스터가 열 제한 내에서 잘 작동하도록 강요되고, 따라서 전력 BJT에서 얻을 수있는 최적의 출력 전력이 실제로 허용되는 가장 높은 손실 값보다 훨씬 낮다는 것을 의미합니다.

덕분에 MOSFET의 음의 온도 계수 높은 드레인 전류에서 이러한 장치는 2 차 고장 문제가 없습니다. MOSFET의 경우 최대 허용 드레인 전류 및 드레인 전압 사양은 실제로 방열 기능에 의해 제한됩니다. 따라서 이러한 장치는 특히 고전력 오디오 증폭기 애플리케이션에 적합합니다.

MOSFET 단점

위의 사실에도 불구하고 MOSFET에는 상대적으로 숫자가 적고 중요하지 않은 몇 가지 단점이 있습니다. 처음에 MOSFET은 매칭 바이폴라 트랜지스터에 비해 매우 비쌌습니다. 하지만 요즘에는 비용 차이가 훨씬 작아졌습니다. MOSFET을 사용하면 복잡한 회로를 훨씬 간단하게 만들고 간접적으로 비용을 크게 절감 할 수 있다는 사실을 고려할 때 BJT 대응 제품은 저렴한 비용으로도 매우 사소합니다. 꼬리표.

전력 MOSFET은 종종 개방 루프 왜곡 BJT보다. 그러나 높은 이득 및 빠른 스위칭 속도로 인해 전력 MOSFET은 전체 오디오 주파수 스펙트럼에 걸쳐 높은 수준의 네거티브 피드백을 사용할 수 있도록하여 비교할 수없는 폐쇄 루프 왜곡 능률.

파워 MOSFET과 관련된 또 다른 단점은 표준 증폭기의 출력 단계에 사용될 때 BJT에 비해 효율성이 낮다는 것입니다. 그 이유는 소스 팔로워 스테이지의 입력 / 출력에서 일부 볼트 손실이 있지만 입력과 출력 사이에 약 1V 정도의 높은 전압 강하를 생성하는 고전력 에미 터 팔로워 스테이지 때문입니다. 이 문제를 해결하기위한 쉬운 접근 방법은 없지만 이것은 고려해서는 안되며 무시할 수있는 약간의 효율성 감소로 보입니다.

실용적인 MOSFET 증폭기 설계 이해

아래 그림은 기능의 회로 다이어그램을 보여줍니다. 35W 전력 MOSFET 증폭기 회로. 증폭기의 출력 단계에서 MOSFET의 애플리케이션을 제외하고는 모든 것이 기본적으로 매우 일반적인 MOSFET 증폭기 설계와 매우 유사합니다.

Tr1은 공통 이미 터 입력 단계 , Tr3 공통 이미 터 드라이버 스테이지에 직접 연결됩니다. 이 두 단계 모두 증폭기의 총 전압 이득을 제공하며 매우 큰 총 이득을 포함합니다.
Tr2는 부착 된 부품과 함께 한계 출력 전류가 10 밀리 암페어 인 간단한 정전류 생성기를 생성합니다. 이것은 Tr3의 주 수집기 부하처럼 작동합니다.
R10은 올바른 설정을 위해 사용됩니다. 무부하 바이어스 전류 출력 트랜지스터를 통해, 그리고 앞서 논의한 바와 같이, 바이어스 전류에 대한 열 안정화는 실제로 바이어스 회로에서 수행되는 것이 아니라 출력 장치 자체에 의해 전달됩니다.
R8은 거의 100 % 제공 부정적인 의견 증폭기 출력에서 Tr1 이미 터로 연결하여 단일 전압 이득에 가까운 회로를 허용합니다.
저항 R1, R2 및 R4는 증폭기 입력 단계를 바이어스하기위한 전위 분배기 네트워크처럼 작동하며 결과적으로 출력도 공급 전압의 약 절반으로 바이어스합니다. 이를 통해 클리핑 및 임계 왜곡이 시작되기 전에 달성 가능한 최고 출력 레벨이 가능합니다.
R1 및 C2는 바이어스 회로를 통해 증폭기 입력으로 들어가는 공급 라인의 험 주파수 및 기타 형태의 잠재적 노이즈를 제거하는 필터 회로처럼 사용됩니다.
R3 및 C5는 RF 필터 이는 RF 신호가 입력에서 출력으로 바로 버스 팅되는 것을 방지하여 청각 장애를 유발합니다. C4는 또한 앰프의 고주파 응답을 상위 오디오 주파수 한계에서 효과적으로 롤오프하여 동일한 문제를 해결하는 데 도움이됩니다.
증폭기가 가청 주파수에서 좋은 전압 이득을 얻도록하려면 다음을 수행해야합니다. 부정적인 피드백을 분리 어느 정도.
C7은 디커플링 커패시터 , R6 저항은 정리되는 피드백의 양을 제한합니다.
회로의 전압 이득 R8을 R6으로 나누거나 할당 된 부품 값으로 약 20 배 (26dB)를 나눈 값입니다.
증폭기의 최대 출력 전압은 16V RMS이며, 전체 출력을 달성하기 위해 약 777mV RMS의 입력 감도를 허용합니다. 입력 임피던스는 20k 이상이 될 수 있습니다.
C3 및 C8은 각각 입력 및 출력 커플 링 커패시터로 사용됩니다. C1은 공급 DC에 대한 디커플링을 활성화합니다.
R11 및 C9는 대중적인 것처럼 작동하여 앰프의 안정성을 촉진하고 제어하는 역할을합니다. Zobel 네트워크 대부분의 반도체 전력 증폭기 설계의 출력 단계 주변에서 흔히 볼 수 있습니다.

성능 분석

프로토 타입 증폭기는 엄청나게 잘 작동하는 것으로 보입니다. 특히 유닛의 상당히 단순한 디자인을 발견 한 경우에만 그렇습니다. 표시된 MOSFET 증폭기 설계 회로는 행복하게 35W RMS를 8ohm 부하로 출력합니다.

그만큼 총 고조파 왜곡 약 0.05 %를 넘지 않습니다. 프로토 타입은 약 1kHz의 신호 주파수에 대해서만 분석되었습니다.
그러나 회로의 개방 루프 이득 전체 오디오 주파수 범위 내에서 거의 일정한 것으로 밝혀졌습니다.
그만큼 폐쇄 루프 주파수 응답 약 20Hz 및 22kHz 신호로 -2dB에서 측정되었습니다.
앰프 신호 대 잡음비 (스피커가 연결되지 않은 상태에서) 80dB의 수치보다 높았지만 실제로는 소량의 손 콧노래 전원 공급 장치가 스피커에서 감지되지만 레벨이 너무 작아 정상적인 조건에서들을 수 없습니다.

전원 공급

위 이미지는 35 와트 MOSFET 증폭기 설계를 위해 적절하게 구성된 전원 공급 장치를 보여줍니다. 전원 공급 장치는 장치의 모노 또는 스테레오 모델을 처리하기에 충분히 강력 할 수 있습니다.

전원 공급 장치는 실제로 개별 정류기 및 용량 성 필터 회로에 의해 적용되는 전위의 두 배에 해당하는 총 출력 전압을 제공하기 위해 직렬로 연결된 출력이있는 두 개의 푸시-풀 정류기 및 평활 회로로 구성됩니다.

다이오드 D4, D6 및 C10은 전원 공급 장치의 특정 부분을 구성하고 두 번째 섹션은 D3, D5 및 C11에 의해 전달됩니다. 이들 각각은 부하가 연결되지 않은 상태에서 40V보다 약간 낮은 전압을 제공하며 총 전압은 무부하 80V입니다.

이 값은 앰프가 정지 상태로 작동하는 스테레오 입력 신호로로드 될 때 약 77V로 떨어질 수 있으며, 두 개의 앰프 채널이 최대 또는 최대 전력으로 작동 할 때 약 60V로 떨어질 수 있습니다.

건설 힌트

35 와트 MOSFET 증폭기의 이상적인 PCB 레이아웃은 아래 그림에 나와 있습니다.

이것은 앰프 회로의 한 채널을위한 것이므로 스테레오 앰프가 필요할 때 자연스럽게 두 개의 보드를 조립해야합니다. 출력 트랜지스터는 확실히 PCB에 장착되지 않고 대형 핀 유형 위에 장착됩니다.

히트 싱크에 고정하는 동안 트랜지스터에 운모 절연 키트를 사용할 필요가 없습니다. 이는 MOSFET 소스가 금속 탭에 직접 연결되어 있고 이러한 소스 핀은 어쨌든 서로 연결되어 있어야하기 때문입니다.

그러나 히트 싱크와 절연되어 있지 않기 때문에 히트 싱크가 앰프의 다양한 다른 부분과 전기적 접촉을하지 않도록하는 것이 정말 중요 할 수 있습니다.

또한 스테레오 구현의 경우 한 쌍의 앰프에 사용되는 개별 히트 싱크가 서로 전기적으로 근접하지 않도록해야합니다. 출력 트랜지스터를 PCB와 연결하려면 항상 최대 약 50mm의 짧은 리드를 사용하십시오.

이는 출력 MOSFET의 게이트 단자와 연결되는 리드에 특히 중요합니다. 파워 MOSFET은 고주파수에서 높은 이득을 가지므로 더 긴 리드는 증폭기의 안정성 응답에 심각한 영향을 미치거나 RF 발진을 유발하여 파워 MOSFET에 영구적 인 손상을 입힐 수 있습니다.

그러나 실제로는 이러한 리드를 효과적으로 짧게 유지하기 위해 설계를 준비하는 데 어려움이 거의 없습니다. C9 및 R11은 PCB 외부에 장착되고 출력 소켓을 통해 직렬로 간단히 연결된다는 점에 유의하는 것이 중요 할 수 있습니다.

전원 공급 장치 구성 팁

전원 회로는 아래 그림과 같이 점대 점 방식의 배선을 적용하여 구성됩니다.

그럼에도 불구하고 커패시터 C10 및 C11 두 가지 유형 모두 더미 태그로 구성되어 있음이 보장됩니다. 그렇지 않은 경우 태그 스트립을 사용하여 몇 개의 연결 포트를 활성화하는 것이 중요 할 수 있습니다. 납땜 태그는 T1의 특정 장착 볼트 하나에 클립되어 주 AC 접지 리드 용 섀시 연결 지점을 제공합니다.

조정 및 설정

전원 공급 장치를 켜기 전에 배선 연결을 포괄적으로 검사하십시오. 배선 실수는 비용이 많이 드는 파손을 유발하고 확실히 위험 할 수 있기 때문입니다.
회로를 켜기 전에 R10을 트림하여 저항을 최소화하십시오 (완전히 시계 반대 방향으로 회전).
FS1을 잠시 꺼내고 퓨즈 홀더 위에 부착 된 500mA FSD를 측정하도록 멀티 미터를 고정한 상태에서 증폭기의 전원이 켜져있는 동안 미터에서 약 20mA의 판독 값이 표시되어야합니다 (2 채널 스테레오를 사용할 경우 40mA 일 수 있음).
미터 판독 값이이 스위치와 상당히 다른 경우 즉시 전원을 끄고 전체 배선을 다시 검사하십시오. 반대로 모든 것이 정상이면 R10을 천천히 움직여 미터 판독 값을 최대 100mA까지 최대화합니다.
스테레오 앰프가 필요한 경우 두 채널의 R10을 조정하여 전류를 120mA까지 끌어 올린 다음 두 번째 채널의 R10을 미세 조정하여 전류 사용량을 200mA로 늘려야합니다. 이 작업이 완료되면 MOSFET 증폭기를 사용할 준비가 된 것입니다.
앰프의 설정 절차를 수행하는 동안 AC 주전원 연결을 만지지 않도록 각별히주의하십시오.
AC 주전원 전위에있을 수있는 덮개가없는 모든 배선 또는 케이블 연결은 장치를 주전원 공급 장치에 연결하기 전에 적절하게 절연되어야합니다.
말할 필요도없이 모든 AC 작동 회로와 마찬가지로 전용 스크루 드라이버 및 기타 장비 세트를 통해서만 풀 수있는 견고한 캐비닛 안에 넣어야 위험에 도달 할 수있는 빠른 수단이 없습니다. 전원 배선 및 사고가 안전하게 제거됩니다.

35 와트 MOSFET 전력 증폭기의 부품 목록

120W MOSFET 앰프 애플리케이션 회로

전원 공급 장치 사양에 따라 실용적인 120 와트 MOSFET 증폭기 회로는 약 50W 및 120W RMS 범위의 출력 전력을 8 옴 라우드 스피커에 제공 할 수 있습니다.

이 설계는 또한 출력단에 MOSFET을 통합하여 회로의 단순성에도 불구하고 우수한 수준의 전체 성능을 제공합니다.

증폭기의 총 고조파 왜곡은 0.05 % 이하이지만 회로에 과부하가 걸리지 않고 신호 대 잡음비가 100dB보다 우수 할 때만 발생합니다.

MOSFET 증폭기 스테이지 이해

위에 표시된대로이 회로는 Hitachi 레이아웃을 참조하여 설계되었습니다. 마지막 설계와 달리이 회로는 라우드 스피커에 DC 커플 링을 사용하며 중간 0V 및 접지 레일이있는 트윈 밸런스 전원 공급 장치를 포함합니다.

이 향상된 기능은이 커패시터가 생성하는 저주파 성능에서 성능 저하뿐만 아니라 큰 출력 커플 링 커패시터에 대한 의존성을 제거합니다. 또한이 레이아웃은 회로에 적절한 공급 리플 제거 기능을 제공합니다.

DC 커플 링 기능 외에도 회로 설계는 이전 설계에서 사용 된 것과 매우 다르게 보입니다. 여기에서 입력 및 드라이버 단계 모두 차동 증폭기를 통합합니다.

입력 단계는 Tr1 및 Tr2를 사용하여 구성되고 드라이버 단계는 Tr3 및 Tr4에 종속됩니다.

트랜지스터 Tr5는 다음과 같이 구성됩니다. 정전류 수집기 부하 Tr4의 경우. 증폭기를 통한 신호 경로는 RF 필터 R1 / C4와 함께 입력 결합 커패시터 C1을 사용하여 시작됩니다. R2는 중앙 0V 공급 트랙에서 증폭기의 입력을 바이어스하는 데 사용됩니다.

Tr1은 효율적인 A로 연결됩니다. 공통 이미 터 증폭기 출력은 공통 이미 터 드라이버 단계로 적용되는 Tr4에 직접 연결됩니다. 이 단계부터 오디오 신호는 보완 소스 팔로워 출력 단계로 조작되는 Tr6 및 Tr7에 연결됩니다.

그만큼 부정적인 의견 증폭기 출력에서 추출되어 Tr2베이스에 연결되며, Tr1베이스를 통해 증폭기의 출력으로 신호 반전이 없다는 사실에도 불구하고 Tr2베이스와 출력에 반전이 존재합니다. 이미 터 팔로워처럼 작동하는 Tr2가 Tr1의 이미 터를 완벽하게 구동하기 때문입니다.

입력 신호가 Tr1 이미 터에 적용되면 트랜지스터는 성공적으로 공통 기본 단계 . 따라서 역전은 Tr1과 Tr2에 의해 발생하지 않지만 역전은 Tr4를 통해 발생합니다.

또한 출력 단계를 통해 위상 변화가 발생하지 않으므로 증폭기와 Tr2베이스가 필요한 부정적인 피드백을 실행하기 위해 위상이 다른 경향이 있습니다. 다이어그램에 제시된 R6 및 R7 값은 약 28 배의 전압 이득을 제공합니다.

이전 논의에서 배웠 듯이 전력 MOSFET의 작은 단점은 기존 클래스 B 출력 단계를 통해 배선 될 때 BJT보다 효율성이 떨어진다는 것입니다. 또한, 전력 MOSFET의 상대적 효율성은 게이트 / 소스 전압이 높은 소스 전류에 대해 여러 전압이어야하는 고전력 회로에서 다소 나빠집니다.

최대 출력 전압 스윙은 공급 전압에서 개별 트랜지스터의 최대 게이트 대 소스 전압을 뺀 값과 같다고 가정 할 수 있으며, 이는 적용되는 공급 전압보다 상당히 낮을 수있는 출력 전압 스윙을 확실히 허용합니다.

효율성을 높이는 간단한 방법은 기본적으로 각 출력 트랜지스터에 병렬로 연결된 두 개의 유사한 MOSFET을 통합하는 것입니다. 그러면 각 출력 MOSFET이 처리하는 최대 전류량이 대략 절반으로 줄어들고 각 MOSFET의 최대 소스 대 게이트 전압이 적절하게 낮아집니다 (증폭기의 출력 전압 스윙의 비례적인 증가와 함께).

그러나 유사한 접근 방식은 양극성 장치에 적용될 때 작동하지 않으며 이는 본질적으로 양의 온도 계수 형질. 하나의 특정 출력 BJT가 다른 것보다 과도한 전류를 소비하기 시작하면 (두 트랜지스터가 정확히 동일한 특성을 갖지 않기 때문에) 한 장치가 다른 장치보다 더 뜨거워지기 시작합니다.

이러한 온도 상승으로 인해 BJT의 이미 터 /베이스 임계 전압이 감소하고 결과적으로 출력 전류의 훨씬 더 많은 부분을 소비하기 시작합니다. 그런 다음 상황으로 인해 트랜지스터가 더 뜨거워지고이 프로세스는 출력 트랜지스터 중 하나가 모든 부하를 처리하기 시작할 때까지 계속되고 다른 하나는 비활성 상태로 유지됩니다.

이러한 종류의 문제는 음의 온도 계수가 높기 때문에 파워 MOSFET에서는 볼 수 없습니다. 하나의 MOSFET이 더 뜨거워지기 시작하면 음의 온도 계수로 인해 증가하는 열이 드레인 / 소스를 통한 전류 흐름을 제한하기 시작합니다.

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이것은 과잉 전류를 이제 더 뜨거워지기 시작하는 다른 MOSFET으로 이동하고 매우 유사하게 열로 인해 전류가 비례하여 감소합니다.

이 상황은 장치 전체에서 균형 잡힌 전류 공유 및 손실을 생성하여 증폭기가 훨씬 효율적이고 안정적으로 작동하도록합니다. 이 현상은 또한 병렬로 연결할 MOSFET 많은 계산이나 걱정없이 게이트, 소스 및 드레인 리드를 함께 결합하기 만하면됩니다.

120W MOSFET 증폭기 용 전원 공급 장치

120 와트 MOSFET 증폭기를 위해 적절하게 설계된 전원 공급 장치 회로가 위에 나와 있습니다. 이것은 이전 설계의 전원 공급 회로와 매우 유사합니다.

유일한 차이점은 두 평활 커패시터의 접합부에있는 변압기 중앙 탭 공급 장치 였다는 점은 처음에는 무시되었습니다. 이 예의 경우 이것은 중간 0V 접지 공급을 제공하는 데 익숙한 반면, 주 접지는 음극 공급 레일 대신이 접합부에 연결됩니다.

양극 및 음극 레일에 설치된 퓨즈를 찾을 수 있습니다. 앰프가 제공하는 전력 출력은 주로 전원 변압기 사양에 따라 다릅니다. 대부분의 요구 사항에 대해 35 — 0 — 35V 160VA 토로 이달 주 변압기는 실제로 충분해야합니다.

만약 스테레오 작동 변압기는 더 무거운 300VA 변압기로 교체해야합니다. 또는 각 채널에 대해 160VA 변압기를 사용하여 분리 된 전원 공급 장치를 구축 할 수 있습니다.

이는 전체 부하에서이 레벨이 훨씬 낮은 레벨로 떨어질 수 있지만 대기 상태에서 약 50V의 공급 전압을 허용합니다. 이를 통해 8ohm 정격 라우드 스피커를 통해 최대 약 70 와트 RMS의 출력을 얻을 수 있습니다.

주목해야 할 중요한 점은 브리지 정류기에 사용되는 1N5402 다이오드의 최대 허용 전류 정격이 3A라는 것입니다. 단일 채널 앰프에는 충분할 수 있지만 스테레오 버전에는 충분하지 않을 수 있습니다. 스테레오 버전의 경우 다이오드를 6A 다이오드 또는 6A4 다이오드로 교체해야합니다.

PCB 레이아웃

자신 만의 120 와트 MOSFET 증폭기 회로를 구축 할 수있는 완전한 PCB를 찾을 수 있습니다. 표시된 4 개의 MOSFET 장치는 대형 핀 방열판과 함께 부착되어야하며, 이는 와트 당 섭씨 4.5도 이상이어야합니다.

배선상의주의

MOSFET 핀아웃 단자를 가능한 한 짧게 유지하십시오. 길이는 약 50mm를 넘지 않아야합니다.
이보다 조금 더 길게 유지하려면 각 MOSFET의 게이트와 함께 낮은 값의 저항 (50ohm 1/4 와트 일 수 있음)을 추가해야합니다.
이 저항은 MOSFET의 입력 커패시턴스에 응답하고 저역 통과 필터처럼 작동하여 고주파 신호 입력에 대해 더 나은 주파수 안정성을 보장합니다.
그러나 고주파 입력 신호에서 이러한 저항은 출력 성능에 약간의 영향을 줄 수 있지만 실제로는 너무 작아서 거의 눈에 띄지 않을 수 있습니다.
트랜지스터 Tr6은 실제로 병렬로 연결된 2 개의 n 채널 MOSFET으로 구성되며, Tr7의 경우도 동일하며 병렬로 연결된 두 개의 p 채널 MOSFET도 있습니다.
이 병렬 연결을 구현하기 위해 각 MOSFET 쌍의 게이트, 드레인, 소스를 서로 연결하기 만하면됩니다. 그게 전부입니다.
또한 커패시터 C8과 저항 R13은 출력 소켓에 직접 설치되며 PCB에 조립되지 않습니다.
전원 공급 장치를 구축하는 가장 효과적인 방법은 이전 증폭기에서 수행 한 것처럼 전원 공급 장치의 경우와 같이 하드 배선을 사용하는 것입니다. 배선은 이전 회로와 거의 동일합니다.

조정 및 설정

완성 된 앰프 회로의 전원을 켜기 전에 모든 배선을 여러 번주의 깊게 검사하십시오.
특히 출력 전력 MOSFET에서 전원 공급 장치 배선 및 관련 상호 연결을 확인하십시오.
이러한 연결 주변의 결함으로 인해 앰프 장치가 영구적으로 손상 될 수 있습니다.
또한 완성 된 보드를 켜기 전에 몇 가지 사전 조정을 수행해야합니다.
R11 프리셋을 시계 반대 방향으로 완전히 돌려 시작하고 처음에는 라우드 스피커를 장치의 출력에 연결하지 마십시오.
다음으로 라우드 스피커 대신 앰프 출력 지점에 멀티 미터 (저전압 DC 범위로 설정) 프로브를 연결하고 낮은 대기 출력 전압을 사용할 수 있는지 확인합니다.
미터가 분수 전압을 표시하거나 전혀 전압이 없을 수 있습니다.
미터에 큰 DC 전압이 표시되는 경우 즉시 앰프를 끄고 배선에서 가능한 실수가 있는지 다시 확인해야합니다.