설계 세부 사항이있는 노치 필터 회로

이 기사에서는 정확한 중심 주파수와 최대의 영향을 위해 노치 필터를 설계하는 방법에 대해 자세히 설명합니다.

노치 필터가 사용되는 곳

노치 필터 회로는 일반적으로 회로 구성 내에서 성가 시거나 원하지 않는 간섭을 피하기 위해 특정 주파수 범위를 억제, 무효화 또는 취소하는 데 사용됩니다.

특히 단순한 수단을 통해 원치 않는 간섭 주파수를 제거해야하는 단일 또는 선택된 수의 원치 않는 간섭 주파수가 필요한 증폭기, 라디오 수신기와 같은 민감한 오디오 장비에 특히 유용합니다.

액티브 노치 필터는 50Hz 및 60Hz 험 간섭을 제거하기 위해 증폭기 및 오디오 애플리케이션에 대해 초기 수십 년 동안 적극적으로 사용되었습니다. 이러한 네트워크는 중심 노치 주파수 (f0) 튜닝, 균형 및 일관성의 관점에서 다소 어색했습니다.

최신 고속 증폭기의 도입으로 효율적인 속도로 고속 노치 주파수 여과를 처리하는 데 적용 할 수있는 호환 가능한 고속 노치 필터를 만드는 것이 필수적이되었습니다.

여기서 우리는 높은 노치 필터를 만드는 것과 관련된 가능성과 관련 복잡성을 조사하려고 노력할 것입니다.

중요한 특징

주제를 살펴보기 전에 제안 된 고속 노치 필터를 설계하는 동안 엄격하게 요구 될 수있는 중요한 특성을 먼저 요약 해 보겠습니다.

1) 그림 1 시뮬레이션에 표시된 널 깊이의 가파른 정도는 실질적으로 실현 가능하지 않을 수 있으며, 가장 효율적인 달성 가능한 결과는 40 또는 50dB를 초과하지 않을 수 있습니다.

2) 따라서 개선해야 할 가장 중요한 요소는 중심 주파수와 Q라는 점을 이해해야하며, 설계자는 노치의 깊이 대신 이것에 집중해야합니다. 노치 필터 설계를 만드는 동안 주요 목표는 원치 않는 간섭 주파수의 제거 수준이어야하며 이는 최적이어야합니다.

3) 위의 문제는 R0과 C0을 적절하게 식별하는 데 사용할 수있는 Reference 1에 표시된 RC 계산기를 올바르게 사용하여 구현할 수있는 R 및 C 구성 요소에 대한 최상의 값을 선호하여 최적으로 해결할 수 있습니다. 특정 노치 필터 설계 애플리케이션.

다음 데이터는 일부 인터 레팅 노치 필터 토폴로지의 설계를 탐색하고 이해하는 데 도움이됩니다.

Twin-T 노치 필터

그림 3에 표시된 Twin-T 필터 구성은 우수한 성능과 설계에 단일 opamp 만 포함되어있어 매우 흥미로워 보입니다.

개략도

위에 표시된 노치 필터 회로는 합리적으로 효율적이지만 아래에 주어진 것처럼 극도로 단순하기 때문에 특정 단점이있을 수 있습니다.

이 디자인은 튜닝을 위해 6 개의 정밀 구성 요소를 사용하며,이 중 두 개는 나머지 비율을 얻기 위해 사용됩니다. 이러한 복잡성을 피해야하는 경우 회로는 R0 / 2 = R0의 2nos를 병렬로, 2를 C0 = 2nos의 C0에 병렬로 포함하는 등 8 개의 추가 정밀 부품을 포함해야 할 수 있습니다.

Twin-T 토폴로지는 단일 전원 공급 장치에서 쉽게 작동하지 않으며 본격적인 차동 증폭기를 준수하지 않습니다.

RQ로 인해 저항 값의 범위가 계속 증가합니다.<< R0 necessity which in turn may influence on the level of depth of the desired center frequency.

그러나 위의 번거 로움에도 불구하고 사용자가 고품질의 정밀 부품으로 설계를 최적화하는 데 성공하면 주어진 용도에 대해 합리적으로 효과적인 여과를 기대하고 구현할 수 있습니다.

플라이 노치 필터

그림 4는 Fliege Notch 필터 설계를 나타내며, 아래 설명과 같이 Twin-T 대응 제품과 비교할 때 몇 가지 뚜렷한 장점을 식별합니다.

1) 정확한 중심 주파수 튜닝을 수행하기 위해 Rs 및 Cs 형태의 정밀 부품 몇 개만 통합합니다.

2)이 디자인에서 눈에 띄는 한 가지 측면은 중심 주파수가 그에 따라 약간 변경 될 수 있지만 노치 지점의 깊이에 영향을주지 않고 구성 요소 및 설정 내에서 약간의 부정확성을 허용한다는 것입니다.

3) 값이 극히 중요하지 않을 수있는 중심 주파수를 이산 적으로 결정하는 두 개의 저항을 찾을 수 있습니다.

4)이 구성은 노치 깊이에 큰 영향을주지 않고 상당히 좁은 범위로 중심 주파수를 설정할 수 있습니다.

그러나이 토폴로지의 부정적인 점은 두 개의 opamp를 사용하지만 여전히 차동 증폭기에서 사용할 수 없다는 것입니다.

시뮬레이션 결과

시뮬레이션은 처음에 가장 적합한 opamp 버전으로 수행되었습니다. 실제와 같은 opamp 버전은 사용 직후에 출시되어 실험실에서 감지 된 것과 비슷한 결과를 얻었습니다.

표 1은 그림 4의 회로도에 사용 된 구성 요소 값을 보여줍니다. 주로 실험실 테스트가 기본적으로 시작으로 수행되고 1MHz가 시작 되었기 때문에 10MHz 이상에서 시뮬레이션을 수행하는 것은 의미가없는 것처럼 보였습니다. 노치 필터를 적용해야하는 선행 주파수.

커패시터에 관한 한마디 : 커패시턴스는 시뮬레이션의 '숫자'일 뿐이지 만 실제 커패시터는 고유 한 유전체 요소로 설계되었습니다.

10kHz의 경우 저항 값이 늘어 나면 커패시터가 10nF 값이됩니다. 데모에서는 이것이 올바르게 트릭을 수행했지만 실험실에서 NPO 유전체를 X7R 유전체로 조정해야했기 때문에 노치 필터가 기능과 함께 완전히 떨어졌습니다.

적용된 10-nF 커패시터의 사양은 값이 매우 근접했으며, 결과적으로 노치 깊이의 감소는 유전 불량으로 인해 주로 발생했습니다. 회로는 Q = 10에 대한 관점으로 되돌 리도록 강제되었고 R0에 대한 3MΩ이 사용되었습니다.

실제 회로의 경우 NPO 커패시터를 따르는 것이 좋습니다. 표 1의 요구 사항 값은 시뮬레이션 및 실험실 개발에서 똑같이 좋은 선택으로 간주되었습니다.

처음에 시뮬레이션은 1kΩ 전위차계없이 수행되었습니다 (2 개의 1kΩ 고정 저항은 특히 동기화되어 하위 연산 증폭기의 비 반전 입력에 연결되었습니다).

데모 출력은 그림 5에 나와 있습니다. 그림 5에는 9 개의 결과가 있지만 Q 값당 파형이 다른 주파수의 파형과 겹치는 경우도 있습니다.

중심 주파수 계산

어떤 상황에서든 중심 주파수는 10kHz, 100kHz 또는 1MHz의 구조 목표보다 약간 높습니다. 이는 개발자가 허용되는 E96 저항 및 E12 커패시터로 획득 할 수있는 것과 비슷할 수 있습니다.

100kHz 노치를 사용하는 상황을 생각해보십시오.

f = 1 / 2πR0C0 = 1 / 2π x 1.58k x 1nF = 100.731kHz

보시다시피, 결과는 약간의 표시로 보입니다. 아래에 설명 된 것처럼 1nF 커패시터가 표준 E24 값 커패시터로 수정 된 경우 더욱 간소화되고 필요한 값에 더 가깝게 만들 수 있습니다.

f = 1 / 2π
x 4.42k x 360pF = 100.022kHz, 훨씬 좋아 보입니다.

E24 버전 커패시터를 사용하면 대부분의 경우 훨씬 더 정확한 중심 주파수를 얻을 수 있지만, E24 시리즈 수량을 얻는 것은 여러 실험실에서 고가 (그리고 과도한) 오버 헤드 일 수 있습니다.

가설에서 E24 커패시터 값을 평가하는 것이 편리 할 수 ​​있지만 실제로는 대부분이 구현되지 않았으며 관련 실행 시간이 연장되었습니다. E24 커패시터 값을 구매하는 것보다 덜 복잡한 선호도를 발견 할 것입니다.

그림 5의 철저한 평가는 노치가 중앙 주파수를 적당히 놓친다는 것을 확인합니다. 더 작은 Q 값에서도 지정된 노치 주파수의 상당한 취소를 찾을 수 있습니다.

거부가 만족스럽지 않은 경우 노치 필터를 조정할 수 있습니다.

다시 100kHz 시나리오를 고려하면 그림 6에서 약 100kHz의 반응이 확장되는 것을 볼 수 있습니다.

중심 주파수 (100.731kHz)의 왼쪽과 오른쪽에있는 파형 수집은 1kΩ 전위차계를 배치하고 1 % 단위로 조정하면 필터 반응에 해당합니다.

전위차계가 중간에 튜닝 될 때마다 노치 필터는 정확한 코어 주파수에서 주파수를 거부합니다.

시뮬레이션 된 노치의 정도는 사실 95dB 정도이지만 이것은 단순히 물리적 실체에서 구체화되어서는 안됩니다.

전위차계의 1 % 재정렬은 일반적으로 선호하는 주파수에서 직선으로 40dB를 초과하는 노치를 배치합니다.

다시 한 번, 이상적인 구성 요소로 수행 할 때 이것이 가장 좋은 시나리오 일 수 있지만, 실험실 데이터는 낮은 주파수 (10 및 100kHz)에서 더 정확합니다.

그림 6은 처음에 R0 및 C0을 사용하여 정확한 주파수에 훨씬 더 가깝게 도달해야 함을 결정합니다. 전위차계는 광범위한 스펙트럼에서 주파수를 정류 할 수 있으므로 노치의 깊이가 저하 될 수 있습니다.

적당한 범위 (± 1 %)에서는 잘못된 주파수의 100 : 1 거부를 달성 할 수 있지만 증가 된 범위 (± 10 %)에서는 10 : 1의 거부 만 가능합니다.

실험실 결과

THS4032 평가 보드를 구현하여 그림 4의 회로를 구성했습니다.

실제로 회로를 완성하기 위해 트레이스와 함께 3 개의 점퍼 만 사용하는 범용 구조입니다.

표 1의 구성 요소 수량은 1MHz 주파수에서 발생하는 수량부터 시작하여 적용되었습니다.

동기는 1MHz에서 대역폭 / 슬 루율 규정을 찾고 필요에 따라 더 저렴하거나 더 높은 주파수에서 확인하는 것이 었습니다.

1MHz에서의 결과

그림 7은 1MHz에서 다수의 특정 대역폭 및 / 또는 슬 루율 반응을 얻을 수 있음을 나타냅니다. Q 100에서 반응 파형은 노치가 존재할 수있는 리플 만 나타냅니다.

Q가 10이면 10dB 노치가 있고 Q가 1이면 30dB 노치가 있습니다.

노치 필터는 우리가 예상하는 것만 큼 높은 주파수를 달성 할 수 없지만 THS4032는 단순히 100MHz 장치입니다.

단위 이득 대역폭이 개선 된 구성 요소에서 우수한 기능을 기대하는 것은 당연합니다. Fliege 토폴로지가 고정 된 단일 이득을 전달하기 때문에 단일 이득 안정성이 중요합니다.

제작자가 특정 주파수에서 노치에 필수적인 대역폭을 정확히 근사화하고자 할 때 올바른 위치는 데이터 시트에 제시된 이득 / 대역폭 조합이며, 이는 노치 중심 주파수의 100 배 여야합니다.

Q 값이 증가하면 추가 대역폭이 예상 될 수 있습니다. Q가 수정됨에 따라 노치 중심의 주파수 편차 정도를 찾을 수 있습니다.

이것은 대역 통과 필터에서 발견 된 주파수 전환과 정확히 동일합니다.

그림 8과 결국 그림 10에 나와있는 것처럼 100kHz 및 10kHz에서 작동하도록 적용된 노치 필터의 경우 주파수 전환이 더 낮습니다.

100kHz의 데이터

표 1의 부품 수량은 이후에 다양한 Q로 100kHz 노치 필터를 설정하는 데 익숙해졌습니다.

데이터는 그림 8에 나와 있습니다. 작동 가능한 노치 필터는 일반적으로 Q의 더 큰 값에서 노치 깊이가 훨씬 더 작다는 사실에도 불구하고 일반적으로 100kHz의 중심 주파수로 개발된다는 사실이 분명해 보입니다.

그러나 여기에 나열된 구성 목표는 97kHz 노치가 아닌 100kHz입니다.

선호하는 부품 값은 시뮬레이션과 동일하므로 노치 중심 주파수는 기술적으로 100.731kHz 여야하지만 실험실 설계에 포함 된 구성 요소에 의해 영향이 설명됩니다.

1000pF 커패시터 분류의 평균 값은 1030pF이고 1.58kΩ 저항 분류의 평균 값은 1.583kΩ입니다.

이 값을 사용하여 중심 주파수를 계산할 때마다 97.14kHz에 도달합니다. 그럼에도 불구하고 특정 부분은 거의 결정되지 않았습니다 (보드는 매우 민감했습니다).

커패시터가 동일하다면 기존의 일부 E96 저항 값을 통해 쉽게 더 높은 값을 얻을 수 있으므로 100kHz로 더 타이트한 결과를 얻을 수 있습니다.

말할 필요도없이 이것은 10 % 커패시터가 사실상 모든 패키지에서 그리고 아마도 다양한 제조업체에서 생산 될 수있는 대량 생산의 대안이 아닐 가능성이 큽니다.

중심 주파수의 선택은 R0 및 C0의 공차에 따라 이루어지며, 이는 높은 Q 노치가 필요한 경우 나쁜 소식입니다.

이에 대처하는 방법에는 3 가지가 있습니다.

고정밀 저항기 및 커패시터 구매

Q 사양을 최소화하고 원하지 않는 주파수의 더 적은 거부를 해결하거나

(이후에 고려되었던) 회로를 미세 조정합니다.

현재 회로는 Q 10과 중심 주파수 조정을 위해 통합 된 1kΩ 전위차계를 수신하도록 개인화되어있는 것으로 보입니다 (그림 4 참조).

실제 레이아웃에서 선호되는 전위차계 값은 R0 및 C0 공차의 최악의 경우에도 가능한 한 중앙 주파수의 전체 범위를 포괄하는 데 필요한 범위보다 약간 더 커야합니다.

이것은 잠재력을 분석하는 예제 였고 1kΩ이 실험실에서 접근 할 수있는 가장 경쟁력있는 전위차계 품질 이었기 때문에이 시점에서 달성되지 않았습니다.

그림 9에 설명 된대로 회로가 100kHz의 중심 주파수로 조정되고 조정되었을 때 노치 레벨은 32dB에서 14dB로 저하되었습니다.

이 노치 깊이는 예비 f0을 가장 적합한 값으로 더 타이트하게 제공함으로써 극적으로 향상 될 수 있음을 명심하십시오.

전위차계는 중앙 주파수의 적당한 영역에서만 조정되도록 고안되었습니다.

그러나 원하지 않는 빈도에 대한 5 : 1 거부는 신뢰할 수 있으며 많은 활용에 매우 적합 할 수 있습니다. 훨씬 더 중요한 프로그램은 더 높은 정밀도의 부품을 요구할 수 있습니다.

튜닝 된 노치 크기를 추가로 저하시킬 수있는 기능이있는 연산 증폭기 대역폭 제한은 노치 정도가 가능한 한 작아지는 것을 막을 수 있습니다. 이를 염두에두고 회로는 다시 10kHz의 중심 주파수로 조정되었습니다.

10kHz에서의 결과

그림 10은 Q 10에 대한 노치 밸리가 32dB로 증가했음을 확인합니다. 이는 시뮬레이션에서 4 % 떨어진 중심 주파수에서 예상 할 수있는 수치입니다 (그림 6).

opamp는 의심 할 여지없이 100kHz의 중심 주파수에서 노치 깊이를 줄였습니다! 32dB 노치는 40 : 1의 상쇄로 합리적으로 괜찮을 수 있습니다.

따라서 예비 4 % 오류를 설계 한 부품에도 불구하고 가장 원하는 중심 주파수에서 32dB 노치를 쉽게 제거 할 수있었습니다.

불쾌한 소식은 opamp 대역폭 제약을 피하기 위해 100MHz opamp로 생각할 수있는 최고 가능한 노치 주파수가 약 10 및 100kHz라는 사실입니다.

노치 필터와 관련하여“고속”은 약 수백 킬로 헤르츠에서 정품으로 간주됩니다.

10kHz 노치 필터에 대한 가장 실용적인 응용 분야는 AM (중파) 수신기로, 주변 방송국의 반송파가 특히 밤에 오디오에서 10kHz의 큰 소리를 생성합니다. 이것은 지속적으로 조정되는 동안 확실히 신경을 긁을 수 있습니다.

그림 11은 10kHz 노치를 사용하지 않고 구현 한 스테이션의 픽업 오디오 스펙트럼을 보여줍니다. 10kHz 노이즈는 픽업 된 오디오에서 가장 시끄러운 부분입니다 (그림 11a). 비록 사람의 귀가 그것에 덜 민감하더라도.

이 오디오 범위는 양쪽에 두 개의 강력한 방송국을 수신 한 근처 방송국에서 야간에 캡처되었습니다. FCC 규정은 스테이션 캐리어의 특정 변형을 허용합니다.

이러한 이유로 인접한 두 방송국의 반송파 주파수에서 약간의 함정이 발생하면 10kHz 잡음을 헤테로 다인으로 만들어 귀찮은 청취 경험을 높일 수 있습니다.

노치 필터가 구현 될 때마다 (그림 11b), 10kHz 톤은 인접한 변조와 같은 매칭 레벨로 최소화됩니다. 또한 오디오 스펙트럼에서 관찰 할 수있는 것은 2 채널 떨어진 스테이션의 20kHz 반송파와 대서양 횡단 스테이션의 16kHz 톤입니다.

이들은 수신기 IF에 의해 상당히 감쇠되기 때문에 일반적으로 큰 문제는 아닙니다. 약 20kHz의 주파수는 두 경우 모두 압도적 인 대다수의 개인에게 들리지 않을 수 있습니다.

참조 :